Convertoare analog-digitale (ADC): scop, dispozitiv, aplicație. Vezi ce este „ADC” în alte dicționare Principiul de funcționare al ADC și DAC

Articolul descrie proiectarea și principiile de funcționare ale convertoarelor analog-digitale de diferite tipuri, precum și principalele caracteristici ale acestora indicate de producători în documentație.

Convertorul analog-digital (ADC) este una dintre cele mai importante componente electronice din echipamentele de măsurare și testare. ADC convertește tensiunea (semnal analogic) în cod, pe care microprocesorul și software-ul efectuează acțiuni specifice. Chiar dacă lucrați doar cu semnale digitale, cel mai probabil folosiți un ADC ca parte a unui osciloscop pentru a afla caracteristicile analogice ale acestora.

Există mai multe tipuri de bază de arhitectură ADC, deși există și multe variații în cadrul fiecărui tip. Diferite tipuri de echipamente de măsurare utilizează diferite tipuri de ADC. De exemplu, un osciloscop digital folosește o rată de eșantionare mare, dar nu necesită o rezoluție mare. Multimetrele digitale necesită o rezoluție mai mare, dar pot sacrifica viteza de măsurare. Sistemele de achiziție de date de uz general se încadrează de obicei între osciloscoape și multimetre digitale ca frecvență de eșantionare și rezoluție. Acest tip de echipamente utilizează ADC-uri succesive de aproximare sau ADC-uri sigma-delta. Există, de asemenea, ADC-uri paralele pentru aplicații care necesită procesare de semnal analogic de mare viteză și ADC-uri care integrează cu rezoluție înaltă și reducerea zgomotului.

În Fig. 1. Capacitățile principalelor arhitecturi ADC sunt afișate în funcție de rezoluție și frecvența de eșantionare.

Orez. 1. Tipuri ADC - rezoluție în funcție de frecvența de eșantionare

ADC-uri paralele

Majoritatea osciloscoapelor de mare viteză și unele instrumente de testare de înaltă frecvență folosesc ADC-uri paralele din cauza ratelor lor ridicate de conversie, care pot ajunge la 5G (5 x 10 9) mostre/sec pentru dispozitivele standard și 20G mostre/sec pentru modelele originale. De obicei, ADC-urile paralele au o rezoluție de până la 8 biți, dar sunt disponibile și versiuni pe 10 biți.


Orez. 2. Conversie paralelă ADC

Orez. 2 prezintă o diagramă bloc simplificată a unui ADC paralel pe 3 biți (pentru convertoarele de înaltă rezoluție, principiul de funcționare este același). Utilizează o serie de comparatoare, fiecare dintre acestea comparând tensiunea de intrare cu o tensiune de referință individuală. Această tensiune de referință pentru fiecare comparator este formată pe un divizor rezistiv de precizie încorporat. Tensiunile de referință încep de la jumătatea cifrei cel mai puțin semnificative (LSB) și cresc cu fiecare comparator în trepte de V REF /2 3 . Ca rezultat, un ADC pe 3 biți necesită 2 3 -1 sau șapte comparatoare. Și, de exemplu, pentru un ADC paralel pe 8 biți, vor fi necesari 255 (sau (2 8 -1)) comparatoare.

Pe măsură ce tensiunea de intrare crește, comparatoarele își setează secvențial ieșirile la unul logic în loc de un zero logic, începând cu comparatorul responsabil pentru bitul cel mai puțin semnificativ. Vă puteți gândi la convertor ca la un termometru cu mercur: pe măsură ce temperatura crește, coloana de mercur crește. În fig. 2, tensiunea de intrare scade în intervalul dintre V3 și V4, astfel încât cele 4 comparatoare inferioare au un „1” la ieșire, iar cele trei comparatoare superioare au un „0” la ieșire. Decodorul convertește cuvântul digital (2 3 -1) biți de la ieșirile comparatoarelor într-un cod binar de 3 biți.

ADC-urile paralele sunt dispozitive destul de rapide, dar au dezavantajele lor. Datorită necesității de a utiliza un număr mare de comparatoare, ADC-urile paralele consumă energie semnificativă și sunt impracticabile pentru aplicațiile alimentate cu baterii.

Când este necesară o rezoluție de 12, 14 sau 16 biți și nu este necesară o viteză mare de conversie, iar prețul scăzut și consumul redus de energie sunt factorii determinanți, sunt de obicei utilizate ADC-uri de aproximare succesivă. Acest tip de ADC este cel mai adesea utilizat într-o varietate de instrumente și sisteme de achiziție de date. În prezent, ADC-urile de aproximare succesive fac posibilă măsurarea tensiunii cu o precizie de până la 16 biți cu o frecvență de eșantionare de la 100K (1x103) la 1M (1x106) mostre/sec.

Orez. 3 prezintă o diagramă bloc simplificată a unui ADC de aproximare succesivă. Acest tip de ADC se bazează pe un registru special de aproximare succesivă. La începutul ciclului de conversie, toate ieșirile acestui registru sunt setate la 0 logic, cu excepția primului (cel mai semnificativ) bit. Aceasta generează un semnal la ieșirea convertorului intern digital-analogic (DAC) a cărui valoare este egală cu jumătate din intervalul de intrare al ADC. Și ieșirea comparatorului comută într-o stare care determină diferența dintre semnalul de la ieșirea DAC și tensiunea de intrare măsurată.


Orez. 3. ADC de aproximare succesivă

De exemplu, pentru un ADC cu aproximare succesivă de 8 biți (Fig. 4), ieșirile registrului sunt setate la „10000000”. Dacă tensiunea de intrare este mai mică de jumătate din intervalul de intrare ADC, atunci ieșirea comparatorului va fi 0 logic. Acest lucru indică registrului de aproximare succesiv să-și comute ieșirile la starea "01000000", care va schimba în mod corespunzător tensiunea de ieșire de la DAC furnizat comparatorului. Dacă ieșirea comparatorului rămâne totuși la „0”, atunci ieșirile registrului ar trece la starea „00100000”. Dar la acest ciclu de conversie, tensiunea de ieșire a DAC este mai mică decât tensiunea de intrare (Fig. 4), iar comparatorul comută la o stare logică 1. Acest lucru indică registrului de aproximare succesiv să stocheze un „1” în al doilea bit și să aplice un „1” la al treilea bit. Algoritmul de operare descris este apoi repetat din nou până la ultima cifră. Astfel, un ADC SAR necesită un ceas de conversie intern pentru fiecare bit sau N cicluri de ceas pentru conversia de N biți.


Orez. 4. Conversia aproximărilor succesive în ADC

Cu toate acestea, operarea unui ADC de aproximare succesivă are o particularitate asociată cu procesele tranzitorii în DAC-ul intern. Teoretic, tensiunea la ieșirea DAC pentru fiecare dintre cele N ceasuri de conversie internă ar trebui să fie setată în aceeași perioadă de timp. Dar, de fapt, acest decalaj în primele măsuri este mult mai mare decât în ​​ultimele. Prin urmare, timpul de conversie al unui ADC SAR pe 16 biți este mai mult de două ori mai mare decât timpul de conversie al unui ADC SAR pe 8 biți de acest tip.

Cele mai multe măsurători adesea nu necesită un ADC cu viteza de conversie a unui ADC SAR, dar este necesară o rezoluție mai mare. ADC-urile Sigma-delta pot oferi rezoluții de până la 24 de biți, dar sunt inferioare ca viteză de conversie. Deci, într-un ADC sigma-delta cu 16 biți puteți obține o rată de eșantionare de până la 100K mostre/sec, iar cu 24 biți această frecvență scade la 1K mostre/sec sau mai puțin, în funcție de dispozitiv.

În mod obișnuit, ADC-urile sigma-delta sunt utilizate într-o varietate de sisteme de achiziție de date și echipamente de măsurare (măsurarea presiunii, temperaturii, greutății etc.) atunci când nu este necesară o rată mare de eșantionare și este necesară o rezoluție de peste 16 biți.

Principiul de funcționare al unui ADC sigma-delta este mai greu de înțeles. Această arhitectură aparține clasei ADC-urilor integratoare. Dar principala caracteristică a ADC sigma-delta este că frecvența de eșantionare, la care este analizat efectiv nivelul de tensiune al semnalului măsurat, depășește semnificativ frecvența probelor la ieșirea ADC (frecvența de eșantionare). Această rată de eșantionare se numește rata de reeșantionare. Astfel, un ADC sigma-delta de 100K mostre/sec care utilizează de 128 de ori rata de supraeșantionare va eșantiona semnalul analog de intrare la 12,8M mostre/sec.

Diagrama bloc a unui ADC sigma-delta de ordinul întâi este prezentată în Fig. 5. Semnalul analogic este transmis la un integrator, ale cărui ieșiri sunt conectate la un comparator, care, la rândul său, este conectat la un DAC de 1 bit în bucla de feedback. Printr-o serie de iterații succesive, integratorul, comparatorul, DAC-ul și sumatorul produc un flux de biți secvențiali care conține informații despre mărimea tensiunii de intrare.


Orez. 5. ADC sigma-delta

Secvența digitală rezultată este apoi aplicată unui filtru trece-jos pentru a respinge componentele cu frecvențe peste frecvența Kotelnikov (care este jumătate din frecvența de eșantionare ADC). După eliminarea componentelor de înaltă frecvență, următorul nod, decimatorul, subțiază datele. În ADC-ul pe care îl luăm în considerare, decimatorul va lăsa 1 bit din fiecare 128 recepționați în secvența digitală de ieșire.

Deoarece filtrul digital trece-jos intern din ADC sigma-delta este o parte integrantă a procesului de conversie, timpul de stabilire a filtrului trece-jos devine un factor de luat în considerare atunci când semnalul de intrare se schimbă brusc. De exemplu, atunci când comutați multiplexorul de intrare sau când comutați limita de măsurare a dispozitivului, trebuie să așteptați până când au trecut mai multe mostre ADC și abia apoi să citiți datele de ieșire corecte.

Un avantaj suplimentar și foarte important al ADC sigma-delta este că toate componentele sale interne pot fi implementate integral pe zona unui cristal de siliciu. Acest lucru reduce semnificativ costul dispozitivelor finale și crește stabilitatea caracteristicilor ADC.

Integrarea ADC-urilor

Iar ultimul tip de ADC care va fi discutat aici este un ADC de integrare push-pull. Multimetrele digitale, de regulă, folosesc doar astfel de ADC-uri, deoarece Aceste instrumente de măsurare necesită o combinație de rezoluție ridicată și respingere ridicată a zgomotului. Conceptul de conversie într-un astfel de ADC integrator este mult mai puțin complex decât într-un ADC sigma-delta.

Figura 6 prezintă principiul de funcționare al unui ADC cu integrare push-pull. Semnalul de intrare încarcă condensatorul pentru o perioadă fixă ​​de timp, care este de obicei un ciclu al frecvenței rețelei (50 sau 60 Hz) sau un multiplu al acesteia. Prin integrarea semnalului de intrare pe o perioadă de timp de această lungime, interferența de înaltă frecvență este suprimată. În același timp, influența instabilității tensiunii a rețelei de alimentare asupra preciziei de conversie este eliminată. Acest lucru se întâmplă deoarece valoarea integralei unui semnal sinusoidal este zero dacă integrarea se realizează într-un interval de timp care este un multiplu al perioadei de schimbare a sinusoidei.


Orez. 6. Integrarea ADC. Culoarea verde arată interferența în rețea (1 perioadă)

Odată ce timpul de încărcare este complet, ADC-ul descarcă condensatorul la o rată fixă, în timp ce un contor intern numără numărul de impulsuri de ceas în timpul timpului de descărcare a condensatorului. Un timp de descărcare mai lung corespunde astfel unei citiri mai mari ale contorului și unei tensiuni măsurate mai mari (Fig. 6).

ADC-urile de integrare push-pull au o precizie ridicată și rezoluție ridicată și, de asemenea, au o structură relativ simplă. Acest lucru face posibilă implementarea lor sub formă de circuite integrate. Principalul dezavantaj al unor astfel de ADC-uri este timpul lung de conversie, din cauza legării perioadei de integrare de durata perioadei rețelei de alimentare. De exemplu, pentru echipamentele de 50 Hz, frecvența de eșantionare a unui ADC de integrare push-pull nu depășește 25 de eșantioane/sec. Desigur, astfel de ADC-uri pot funcționa cu o frecvență de eșantionare mai mare, dar pe măsură ce aceasta din urmă crește, imunitatea la zgomot scade.

Specificația ADC

Există definiții generale care sunt utilizate în mod obișnuit în legătură cu convertoarele analog-digitale. Cu toate acestea, specificațiile date în documentația tehnică a producătorilor de ADC pot părea destul de confuze. Alegerea corectă a combinației optime de caracteristici ADC pentru o aplicație specifică necesită o interpretare corectă a datelor furnizate în documentația tehnică.

Parametrii cel mai frecvent confuzi sunt rezoluția și acuratețea, deși aceste două caracteristici ale unui ADC real sunt extrem de strâns legate între ele. Rezoluția nu este aceeași cu acuratețea; un ADC pe 12 biți poate avea o precizie mai mică decât un ADC pe 8 biți. Pentru un ADC, rezoluția este o măsură a câte segmente poate fi împărțită în intervalul de intrare al semnalului analogic măsurat (de exemplu, pentru un ADC pe 8 biți, acesta este 28=256 segmente). Precizia caracterizează abaterea totală a rezultatului conversiei de la valoarea sa ideală pentru o anumită tensiune de intrare. Adică, rezoluția caracterizează capabilitățile potențiale ale ADC, iar setul de parametri de precizie determină fezabilitatea acestor capacități potențiale.

ADC convertește semnalul analog de intrare într-un cod de ieșire digital. Pentru convertoarele reale fabricate sub formă de circuite integrate, procesul de conversie nu este ideal: este influențat atât de variația tehnologică a parametrilor în timpul producției, cât și de diverse zgomote externe. Prin urmare, codul digital de la ieșirea ADC este determinat cu o eroare. Specificația pentru ADC indică erorile furnizate de convertor însuși. Ele sunt de obicei împărțite în statice și dinamice. În acest caz, aplicația finală este cea care determină care caracteristici ADC vor fi considerate decisive, cele mai importante în fiecare caz specific.

Eroare statică

În majoritatea aplicațiilor, un ADC este utilizat pentru a măsura un semnal de joasă frecvență care variază lent (de exemplu, de la un senzor de temperatură, un senzor de presiune, un tensiometru etc.) unde tensiunea de intrare este proporțională cu o mărime fizică relativ constantă. Aici rolul principal este jucat de eroarea statică de măsurare. În specificația ADC, acest tip de eroare este definit ca eroare aditivă (Offset), eroare multiplicativă (Full-Scale), neliniaritate diferențială (DNL), neliniaritate integrală (INL) și eroare de cuantizare. Aceste cinci caracteristici descriu complet eroarea statică a unui ADC.

Caracteristica ideală de transfer ADC

Caracteristica de transfer a unui ADC este o funcție a dependenței codului de la ieșirea ADC de tensiunea de la intrarea acestuia. Un astfel de grafic este o funcție liniară pe bucăți de 2N „pași”, unde N este capacitatea ADC. Fiecare segment orizontal al acestei funcții corespunde uneia dintre valorile codului de ieșire ADC (vezi Fig. 7). Dacă conectăm începuturile acestor segmente orizontale cu linii (la granițele tranziției de la o valoare de cod la alta), atunci caracteristica ideală de transfer va fi o linie dreaptă care trece prin origine.


Orez. 7. Caracteristica ideală de transfer a ADC pe 3 biți

Orez. Figura 7 ilustrează caracteristica de transfer ideală pentru un ADC pe 3 biți cu puncte de testare la granițele de tranziție a codului. Codul de ieșire ia cea mai mică valoare (000b) atunci când semnalul de intrare este între 0 și 1/8 scară completă (valoarea maximă a codului acestui ADC). De asemenea, trebuie remarcat faptul că ADC va atinge valoarea codului de scară completă (111b) la 7/8 scară completă, nu la scară completă. Acea. Trecerea la valoarea maximă de ieșire nu are loc la o tensiune completă, ci la o valoare mai mică decât cifra cea mai puțin semnificativă (LSB) decât tensiunea de intrare la scară completă. Caracteristica de transfer poate fi implementată cu un offset de -1/2 LSB. Acest lucru se realizează prin deplasarea caracteristicii de transfer la stânga, care deplasează eroarea de cuantizare din intervalul -1... 0 LSB în intervalul -1/2... +1/2 LSB.


Orez. 8. Caracteristica de transfer a unui ADC pe 3 biți cu un offset de -1/2LSB

Datorită variației tehnologice a parametrilor în timpul fabricării circuitelor integrate, ADC-urile reale nu au o caracteristică de transfer ideală. Abaterile de la caracteristica ideală de transfer determină eroarea statică a ADC și sunt date în documentația tehnică.

Caracteristica ideală de transfer ADC traversează originea, iar prima tranziție de cod are loc atunci când este atinsă valoarea de 1 LSB. Eroarea aditivă (eroare de compensare) poate fi definită ca deplasarea întregii caracteristici de transfer la stânga sau la dreapta față de axa tensiunii de intrare, așa cum se arată în Fig.9. Astfel, offset-ul 1/2 LSB este inclus în mod intenționat în definiția erorii aditive ADC.


Orez. 9. Eroare aditivă (Eroare de compensare)

Prejudecată multiplicativă

Eroarea multiplicativă (eroarea la scară completă) este diferența dintre caracteristicile de transfer ideal și real în punctul de valoare maximă de ieșire, presupunând eroare aditivă zero (fără compensare). Acest lucru se manifestă ca o modificare a pantei funcției de transfer, așa cum este ilustrat în Fig. 10.


Orez. 10. Eroare multiplicativă (Eroare la scară completă)

Pentru o caracteristică ideală de transfer ADC, lățimea fiecărui „pas” ar trebui să fie aceeași. Diferența de lungime a segmentelor orizontale ale acestei funcții liniare pe bucăți de 2N „trepte” reprezintă neliniaritatea diferențială (DNL).

Valoarea cifrei celei mai puțin semnificative a ADC este Vref/2N, unde Vref este tensiunea de referință, N este rezoluția ADC. Diferența de tensiune dintre fiecare tranziție de cod trebuie să fie egală cu valoarea LSB. Abaterea acestei diferențe de la LSB este definită ca neliniaritate diferențială. În figură, aceasta este prezentată ca intervale inegale între „pașii” codului sau ca „neclararea” limitelor de tranziție pe caracteristica de transfer ADC.


Orez. 11. Neliniaritate diferențială (DNL)

Neliniaritate integrală

Neliniaritatea integrală (INL) este eroarea care este cauzată de abaterea funcției liniare a caracteristicii de transfer ADC de la o linie dreaptă, așa cum se arată în Fig. 12. De obicei, o funcție de transfer cu neliniaritate integrală este aproximată printr-o linie dreaptă folosind metoda celor mai mici pătrate. Adesea linia de aproximare este pur și simplu conectată între cele mai mici și cele mai mari valori. Neliniaritatea integrală este determinată prin compararea tensiunilor la care au loc tranzițiile de cod. Pentru un ADC ideal, aceste tranziții vor avea loc la valori ale tensiunii de intrare care sunt exact multipli de LSB. Dar pentru un convertor real, această condiție poate fi îndeplinită cu eroare. Diferența dintre nivelurile de tensiune „ideale” la care are loc o tranziție de cod și valorile lor reale este exprimată în unități LSB și se numește neliniaritate integrală.


Orez. 12. Neliniaritate integrală (INL)

Eroare de cuantizare

Una dintre cele mai semnificative componente ale erorii în măsurătorile ADC, eroarea de cuantizare, este un rezultat al procesului de conversie în sine. Eroarea de cuantizare este eroarea cauzată de valoarea pasului de cuantizare și este definită ca? Valori LSB (Least Significant Bit). Nu poate fi exclus în conversiile analog-digitale, deoarece este o parte integrantă a procesului de conversie, este determinată de rezoluția ADC și nu se schimbă de la ADC la ADC cu rezoluție egală.

Caracteristici dinamice

Caracteristicile dinamice ale unui ADC sunt de obicei determinate folosind analiza spectrală, pe baza rezultatelor efectuării unei transformări rapide Fourier (FFT) pe o serie de valori de ieșire ADC corespunzătoare unui semnal de intrare de testare.

În fig. Figura 13 prezintă un exemplu de spectru de frecvență al semnalului măsurat. Armonica zero corespunde frecvenței fundamentale a semnalului de intrare. Orice altceva este zgomot, care conține distorsiuni armonice, zgomot termic, zgomot 1/f și zgomot de cuantizare. Unele componente de zgomot sunt generate de ADC însuși, în timp ce altele pot ajunge la intrarea ADC din circuite externe. Distorsiunea armonică, de exemplu, poate fi conținută în semnalul măsurat și generată simultan de ADC în timpul procesului de conversie.


Orez. 13. Rezultatul efectuării FFT asupra datelor de ieșire ADC

Raportul semnal-zgomot

Raportul semnal-zgomot (SNR) este raportul dintre valoarea rms a semnalului de intrare și valoarea rms a zgomotului (excluzând distorsiunea armonică), exprimată în decibeli:

SNR(dB) = 20 log [ Vsemnal (rms)/ Vnoise (rms) ]

Această valoare vă permite să determinați proporția de zgomot din semnalul măsurat în raport cu semnalul util.


Orez. 14. SNR - Raport semnal/zgomot


Orez. 15. FFT reflectă distorsiunea armonică

Zgomotul măsurat în calculul SNR nu include distorsiunea armonică, dar include zgomotul de cuantizare. Pentru un ADC cu o anumită rezoluție, zgomotul de cuantizare limitează capacitățile convertorului la cel mai bun raport semnal-zgomot teoretic, care este definit ca:

SNR(db) = 6,02 N + 1,76,

unde N este rezoluția ADC.

Spectrul de zgomot de cuantizare al ADC-urilor din arhitecturile standard are o distribuție uniformă a frecvenței. Prin urmare, amploarea acestui zgomot nu poate fi redusă prin creșterea timpului de conversie și apoi prin medierea rezultatelor. Zgomotul de cuantizare poate fi redus doar prin măsurarea cu un ADC mai mare.

Particularitatea ADC sigma-delta este că spectrul său de zgomot de cuantizare este distribuit inegal pe frecvență - este deplasat către frecvențe înalte. Prin urmare, prin creșterea timpului de măsurare (și, în consecință, a numărului de eșantioane ale semnalului măsurat), acumularea și apoi medierea probei rezultate (filtru trece-jos), este posibil să se obțină rezultate de măsurare cu o precizie mai mare. Desigur, timpul total de conversie va crește.

Alte surse de zgomot ADC includ zgomotul termic, zgomotul 1/f și fluctuația frecvenței de referință.

Distorsiune armonica totala

Neliniaritatea rezultatelor conversiei datelor duce la distorsiuni armonice. Astfel de distorsiuni sunt observate ca „picuri” în spectrul de frecvență la armonicile pare și impare ale semnalului măsurat (Fig. 15).

Această distorsiune este definită ca distorsiune armonică totală (THD). Ele sunt definite ca:

Cantitatea de distorsiune armonică scade la frecvențe înalte până la punctul în care amplitudinea armonicilor devine mai mică decât nivelul de zgomot. Astfel, dacă analizăm contribuția distorsiunii armonice la rezultatele conversiei, aceasta se poate face fie pe întregul spectru de frecvență, limitând în același timp amplitudinea armonicilor la nivelul de zgomot, fie prin limitarea benzii de frecvență pentru analiză. De exemplu, dacă sistemul nostru are un filtru trece-jos, atunci pur și simplu nu ne interesează frecvențele înalte și armonicile de înaltă frecvență nu pot fi luate în considerare.

Raportul semnal-zgomot și distorsiunea

Signal to Noise and Distorstion (SiNAD) descrie mai pe deplin caracteristicile de zgomot ale unui ADC. SiNAD ține cont de mărimea atât a zgomotului, cât și a distorsiunii armonice în raport cu semnalul dorit. SiNAD se calculează folosind următoarea formulă:


Orez. 16. Gama dinamică fără armonici

Specificația ADC, dată în documentația tehnică pentru microcircuite, ajută la selectarea rezonabilă a unui convertor pentru o anumită aplicație. Ca exemplu, luați în considerare specificația unui ADC integrat în noul microcontroler C8051F064 fabricat de Silicon Laboratories.

Microcontroler C8051F064

Cipul C8051F064 este un microcontroler de mare viteză pe 8 biți pentru procesarea combinată a semnalului analogic și digital cu două ADC-uri SAR integrate pe 16 biți. ADC-urile încorporate pot funcționa într-un singur fir și moduri diferențiale, cu un debit maxim de până la 1 milion de mostre/sec. Tabelul prezintă principalele caracteristici ale ADC-ului microcontrolerului C8051F064. Pentru a evalua independent capacitățile de procesare digitală și analogică ale C8051F064, puteți utiliza kitul de evaluare ieftin C8051F064EK (Figura 17). Setul conține o placă de evaluare bazată pe C8051F064, un cablu USB, documentație și software pentru testarea caracteristicilor dinamice și statice analogice ale unui ADC integrat de înaltă precizie pe 16 biți.

Masa. V DD = 3,0 V, AV+ = 3,0 V, AVDD = 3,0 V, V REF = 2,50 V (REFBE=0), de la -40 la +85° dacă nu este specificat altfel

Opțiuni Condiții Tipic Max. Unități
Caracteristicile DC
Adâncime de biți 16 pic
Neliniaritate integrală Un singur fir ±0,75 ±2 LSB
Un singur fir ±0,5 ±1 LSB
Monotonie garantată ±+0,5 LSB
Eroare de aditiv (offset) 0,1 mV
Prejudecată multiplicativă 0,008 %F.S.
Creștere de temperatură 0,5 ppm/°C
Caracteristici dinamice (Rata de eșantionare 1 Msps, AVDD, AV+ = 3,3 V)
Semnal/zgomot și distorsiune Fin = 10 kHz, un singur fir 86 dB
Fin = 100 kHz, un singur fir 84 dB
89 dB
88 dB
Distorsiune armonica totala Fin = 10 kHz, un singur fir 96 dB
Fin = 100 kHz, un singur fir 84 dB
Fin = 10 kHz, diferenţial 103 dB
Fin = 100 kHz, diferenţial 93 dB
Fin = 10 kHz, un singur fir 97 dB
Fin = 100 kHz, un singur fir 88 dB
Fin = 10 kHz, diferenţial 104 dB
Fin = 100 kHz, diferenţial 99 dB


Orez. 17. Trusa de evaluare C8051F064EK

Literatură

  1. http://www.wbc-europe.com/en/services/pim_application_guide.html
  2. www.silabs.com

Wolfgang Reis, WBC GmbH

Convertor digital-analogic. .

Aceste dispozitive sunt „conductoare” între analogicȘi digital lumi de electricitate.

Concluzia este că senzorii, motoarele, luminile și multe alte dispozitive folosesc semnal analog, adică, de exemplu, o tensiune cu un nivel de la 0V la 12V, în timp ce FPGA-urile digitale, microcontrolerele și cipurile necesită niveluri constante de tensiune, de exemplu 0V și 5V, reprezentând 0 și 1 logic respectiv.

Exemplul 1. DAC

Să ne imaginăm că ni se dă sarcina de a controla luminozitatea unui LED:

  • 10 niveluri (gradații) Luminozitatea LED-urilor
  • tensiune maximă prin LED 9V
  • controlat cu un microcontroler și două butoane „+1 nivel de luminozitate”, „-1 nivel de luminozitate”

Deci, LED-ul funcționează la o tensiune de la 0 la 9V. Nu este greu de ghicit că 10 gradări de luminozitate sunt 10 niveluri de tensiune pe care le aplicăm LED-ului - 0V, 1V, ..., 9V

Microcontrolerul emite tensiune fie 0V, fie 5V. Dar nu 1B, 3B, 4B sau 9B. Dar microcontrolerul are multe logic pini la care ne putem conecta DAC y si convertit logica in semnal analog.

U convertor digital-analogic există, de exemplu, 4 pini de intrare pentru conectarea semnalelor logice și 2 pini pentru ieșire analogic tensiune de la 0 la 15V - bornele „+” și „-“.

Iată treaba ta DAC a: când ne hrănim cu toate cele 4 picioare logic 1, apoi nivelul de tensiune analogic semnalul de ieșire este maxim ( 15V în cazul nostru), când furnizăm 0 - minim, adică 0V

Acum vine partea distractivă. La fiecare pin de intrare DAC dar există o „greutate” pentru semnalul de ieșire. De exemplu, pinul de sus „cântărește” 8V (adică dacă aplicăm 1 logic doar la primul pin, atunci vom obține 8V la ieșire), următorul de mai jos este 4B, următorul este 2B, iar ultimul de mai jos este 1B. Acum adăugați aceste numere și obțineți 15V.

Trebuie să obținem nivelurile 0B, 1B, 2B, 3B, 4B, 5B, 6B, 7B, 8B și 9B.

Aceasta înseamnă că intrările DAC trebuie să trimiteți codurile în conformitate cu următorul tabel

Tensiune la analogic Ieșire 0V 1B 2B 3B 4B 5V 6V 7V 8V 9V
Intrare 1, greutate 8V 0 0 0 0 0 0 0 0 1 1
Intrare 1, greutate 4V 0 0 0 0 1 1 1 1 0 0
Intrare 1, greutate 2V 0 0 1 1 0 0 1 1 0 0
Intrare 1, greutate 1V 0 1 0 1 0 1 0 1 0 1

Butoanele „+1 nivel de luminozitate”, „-1 nivel de luminozitate” vor adăuga sau scădea 1 unitate din ieșire digital semnal de microcontroler. Acest semnal va fi trimis la intrări DAC. Ieșire DAC va fi conectat la LED. Misiune indeplinita!

Exemplul 2. ADC

Convertor analog-digitalfuncționează pe principiul invers. Aplicăm un nivel de tensiune în schimbare la intrare, iar la ieșire obținem logica (biți) +5V și 0V sau 1 și 0 logic

Să stabilim sarcina de a lua citiri de la senzorul de temperatură:

  • senzorul arata temperatura de la 0C la 30C
  • la 0C senzorul iese 0V, la 30C iese 15V
  • semnalul trebuie primit de microcontroler în formă digitală (logic 1 și 0, tensiune +5V și 0V)

ADC are doi pini de intrare pentru recepția unui semnal analog de tensiune, de exemplu, de la 0 la 15V și, în cazul nostru, 4 pini pentru ieșire semnal logic digital. Adică un semnal de cod paralel pe patru biți.


Conectam ieșirea de la senzorul nostru la intrarea analogică ADC, și ieșirea digitală pe patru biți de la ADC conectați la microcontroler. Și primim deja citiri de la senzor în formă digitală pe microfon. Datele din proces vor corespunde tabelului de mai jos.

Pentru comoditate, articolul va fi împărțit în 2 părți.

Partea I

Conversie ADC sau analog-digital.

În echipamentele analogice, sunetul analogic are forma unui semnal electric continuu; tehnologia computerelor, la rândul său, funcționează numai cu date digitale - Prin urmare, sunetul din computer este digital.

Cred că ai deja o confuzie între „sunete”. Pentru a evita orice neînțelegere, să luăm în considerare ce este audio digitalși modul în care analogul este convertit „în digital”.

Audio digital- o metodă de reprezentare a unui semnal audio prin valori numerice discrete ale amplitudinii acestuia.

Ca de obicei, voi încerca să explic totul într-un mod mai simplu. O sa ma repet putin.

O undă sonoră este o funcție complexă care descrie dependența amplitudinii sale de timp.

Pentru a digitiza acest val, este necesar să-l descriem, păstrând o valoare discretă pentru anumite puncte.

Valoarea amplitudinii undei sonore trebuie măsurată la fiecare punct de timp, iar valoarea rezultată trebuie notată sub formă de numere. Dar, din cauza imposibilității înregistrării valorilor de amplitudine cu o precizie de 100%, acestea trebuie să fie scrise în formă rotunjită. Ceea ce, în consecință, implică o ușoară distorsiune a semnalului inițial. Cu alte cuvinte, această funcție va fi aproximată de-a lungul axelor de coordonate de amplitudine și timp.

După cum puteți vedea, procesul de digitizare a semnalului constă în două etape.

1.Primul - eșantionare (eșantionare)

2.Al doilea - cuantificare.

Prelevarea de probe- procesul de obținere a valorilor valorilor semnalului convertit la anumite intervale de timp. Cu alte cuvinte, este ca „eșantionarea” unui semnal în funcție de valorile specificate.

Cuantizarea- este procesul de înlocuire a valorilor de amplitudine a semnalului obținute cu cea mai aproximativă acuratețe.

După cum sa menționat mai sus, atunci când convertiți un semnal, trebuie să rotunjiți valorile din cauza imposibilității de a înregistra valoarea amplitudinii „reale” cu acuratețe ideală (esențial infinită). Pentru aceasta, computerele ar avea nevoie de o cantitate mai mare de RAM (mai mult de 1TB) și este posibil să o rafinăm la infinit, ceea ce, în consecință, presupune crearea de RAM cu o cantitate infinită de memorie.

Precizia rotunjirii este afectată de nivelul de cuantizare (sau adâncimea de biți de cuantizare). Cu cât numărul de niveluri este mai mare, cu atât valoarea amplitudinii este rotunjită mai mică, ceea ce duce la o eroare mai mică.

Pe baza celor de mai sus, putem deja concluziona că digitizarea unui semnal implică înregistrarea amplitudinii unei unde sonore la anumite intervale de timp și înregistrarea rezultatului cu o eroare minimă.

O altă concluzie sugerează de la sine. Cu cât frecvența de eșantionare și adâncimea de biți de cuantizare sunt mai mari, cu atât descrierea semnalului primit este mai precisă.

Calitatea depinde direct de parametrii alesi pentru digitizare. Acestea sunt frecvența de eșantionare (exprimată în KHz) și adâncimea de biți (exprimată în biți).

Cu alte cuvinte, cu cât adâncimea de biți și frecvența de eșantionare sunt mai mari, cu atât calitatea semnalului este mai mare și volumul datelor digitizate este mai mare. Prin urmare, aici ar trebui să cauți „mijlocul de aur” dintre greutate și calitate.

Teorema lui Kotelnikov (în literatura engleză - teorema Nyquist-Shannon sau teorema de eșantionare) afirmă că, dacă un semnal analogic are un spectru finit (limitat în lățime), atunci poate fi restaurat în mod unic și fără pierderi din eșantioanele sale discrete luate cu o frecvență. strict mai mare de două ori frecvența superioară.

În „traducere în limbajul uman normal”, pentru a obține cele mai complete informații despre sunet, să zicem în intervalul de frecvență de până la 22.000 Hz, este necesară prelevarea de probe cu o frecvență de cel puțin 44,1 Kg.

Acest lucru sugerează că nu are rost să urmăriți rate mari de eșantionare, deoarece frecvența de 44,1 KHz acoperă întreaga gamă de frecvențe pe care o persoană le poate auzi și chiar puțin mai mare.

Partea a II-a

Conversie digital-analogic.

Pentru a putea asculta sunetul după digitizare, acesta trebuie convertit înapoi în analog.

Semnalul analogic poate fi procesat de amplificatoare și alte dispozitive analogice și reprodus de sistemele de difuzoare.

Convertește un semnal digital în analog - convertor digital-analogic (DAC). Procesul de conversie este o procedură ADC inversă.

Sistemele moderne reproduc și înregistrează sunetul printr-o interfață audio, a cărei sarcină este de a introduce și scoate informații audio, de ex. Acesta este un dispozitiv pentru conversia unui semnal analogic într-un semnal digital și invers.

Funcționarea interfeței audio poate fi explicată în termeni mai simpli.

În primul rând, sunetul analogic de intrare intră în intrarea analogică (sau mixer), după care este trimis către ADC, care îl cuantizează și eșantionează.Rezultatul este un semnal audio digital care trece prin magistrală către computer și se obține sunetul digital. .

La ieșirea informațiilor audio, are loc un proces similar, doar în direcția opusă. Fluxul de date trece printr-un DAC, care convertește numerele care determină amplitudinea semnalului într-un semnal electric - analogic.

Schematic, totul arată așa cum se arată în Fig. 1

Aș dori să remarc faptul că, dacă interfața audio este echipată cu o interfață pentru schimbul de date digitale, atunci când lucrați cu audio digital, niciunul dintre blocurile sale analogice nu este implicat - astfel, prin ocolirea convertoarelor, veți păstra sunetul aproape așa cum este este.

Acest articol discută principalele probleme privind principiul de funcționare a diferitelor tipuri de ADC-uri. În același timp, unele calcule teoretice importante privind descrierea matematică a conversiei analog-digitale au fost lăsate în afara domeniului articolului, dar sunt furnizate link-uri unde cititorul interesat poate găsi o analiză mai aprofundată a aspectelor teoretice ale funcţionarea ADC. Astfel, articolul este mai preocupat de înțelegerea principiilor generale de funcționare a ADC-urilor decât de o analiză teoretică a funcționării lor.

Introducere

Ca punct de plecare, să definim conversia analog-digitală. Conversia analog-digitală este procesul de conversie a unei mărimi fizice de intrare în reprezentarea sa numerică. Un convertor analog-digital este un dispozitiv care realizează o astfel de conversie. În mod formal, valoarea de intrare a ADC poate fi orice mărime fizică - tensiune, curent, rezistență, capacitate, rată de repetare a impulsului, unghi de rotație a arborelui etc. Cu toate acestea, pentru certitudine, în cele ce urmează, prin ADC vom înțelege exclusiv convertoare tensiune-cod.


Conceptul de conversie analog-digitală este strâns legat de conceptul de măsurare. Prin măsurare înțelegem procesul de comparare a valorii măsurate cu un anumit standard; cu conversia analog-digitală, valoarea de intrare este comparată cu o anumită valoare de referință (de obicei o tensiune de referință). Astfel, conversia analog-digitală poate fi considerată ca o măsurare a valorii semnalului de intrare și i se aplică toate conceptele de metrologie, cum ar fi erorile de măsurare.

Principalele caracteristici ale ADC

ADC-ul are multe caracteristici, principalele fiind frecvența de conversie și adâncimea de biți. Frecvența de conversie este de obicei exprimată în mostre pe secundă (SPS), iar adâncimea de biți este în biți. ADC-urile moderne pot avea o lățime de biți de până la 24 de biți și o viteză de conversie de până la unități GSPS (desigur, nu în același timp). Cu cât viteza și capacitatea de biți sunt mai mari, cu atât este mai dificilă obținerea caracteristicilor necesare, cu atât convertorul este mai scump și mai complex. Viteza de conversie și adâncimea de biți sunt legate între ele într-un anumit fel și putem crește adâncimea efectivă de biți de conversie prin sacrificarea vitezei.

Tipuri de ADC-uri

Există multe tipuri de ADC, dar în scopul acestui articol ne vom limita la a lua în considerare doar următoarele tipuri:

  • Conversie paralelă ADC (conversie directă, ADC flash)
  • ADC de aproximare succesivă (SAR ADC)
  • ADC delta-sigma (ADC cu încărcare echilibrată)
Există, de asemenea, alte tipuri de ADC-uri, inclusiv tipuri pipeline și combinate, constând din mai multe ADC-uri cu arhitecturi (în general) diferite. Cu toate acestea, arhitecturile ADC enumerate mai sus sunt cele mai reprezentative datorită faptului că fiecare arhitectură ocupă o nișă specifică în intervalul general de biți de viteză.

ADC-urile de conversie directă (paralelă) au cea mai mare viteză și cea mai mică adâncime de biți. De exemplu, ADC de conversie paralelă TLC5540 de la Texas Instruments are o viteză de 40MSPS cu doar 8 biți. ADC-urile de acest tip pot avea o viteză de conversie de până la 1 GSPS. Se poate remarca aici că ADC-urile pipeline au o viteză și mai mare, dar sunt o combinație de mai multe ADC-uri cu viteză mai mică și luarea în considerare a acestora depășește scopul acestui articol.

Nișa de mijloc în seria de viteză de biți este ocupată de ADC-uri succesive de aproximare. Valorile tipice sunt 12-18 biți cu o frecvență de conversie de 100KSPS-1MSPS.

Cea mai mare precizie este obținută de ADC-urile sigma-delta cu o lățime de biți de până la 24 de biți inclusiv și o viteză de la unități SPS la unități KSPS.

Un alt tip de ADC care și-a găsit utilizare în trecutul recent este ADC-ul de integrare. ADC-urile de integrare au fost aproape complet înlocuite de alte tipuri de ADC, dar pot fi găsite în instrumentele de măsură mai vechi.

Conversie directă ADC

ADC-urile cu conversie directă s-au răspândit în anii 1960 și 1970 și au început să fie produse ca circuite integrate în anii 1980. Ele sunt adesea folosite ca parte a ADC-urilor „pipeline” (nu sunt discutate în acest articol) și au o capacitate de 6-8 biți la o viteză de până la 1 GSPS.

Arhitectura ADC cu conversie directă este prezentată în Fig. 1

Orez. 1. Schema bloc a ADC cu conversie directă

Principiul de funcționare al ADC este extrem de simplu: semnalul de intrare este furnizat simultan la toate intrările „pozitive” ale comparatoarelor, iar la cele „negative” sunt furnizate o serie de tensiuni, obținute din tensiunea de referință prin împărțirea lor cu rezistențe. R. Pentru circuitul din Fig. 1 acest rând va fi astfel: (1/16, 3/16, 5/16, 7/16, 9/16, 11/16, 13/16) Uref, unde Uref este tensiunea de referință ADC.

Lasă o tensiune egală cu 1/2 Uref să fie aplicată la intrarea ADC. Atunci primele 4 comparatoare vor funcționa (dacă numărați de mai jos), iar la ieșirile lor vor apărea cele logice. Codificatorul prioritar va forma un cod binar dintr-o „coloană” de unele, care este capturat în registrul de ieșire.

Acum, avantajele și dezavantajele unui astfel de convertor devin clare. Toate comparatoarele funcționează în paralel, timpul de întârziere al circuitului este egal cu timpul de întârziere dintr-un comparator plus timpul de întârziere din encoder. Comparatorul și codificatorul pot fi realizate foarte rapid, drept urmare întregul circuit are performanțe foarte ridicate.

Dar pentru a obține N biți, sunt necesari 2^N comparatori (și complexitatea codificatorului crește, de asemenea, cu 2^N). Schema din fig. 1. contine 8 comparatoare si are 3 biti, pentru a obtine 8 biti ai nevoie de 256 de comparatoare, pentru 10 biti - 1024 comparatoare, pentru un ADC pe 24 de biti ar avea nevoie de peste 16 milioane.Totusi tehnologia nu a atins inca astfel de inaltimi.

ADC de aproximare succesivă

Un convertor analog-digital de registru de aproximare succesiv (SAR) măsoară mărimea semnalului de intrare prin efectuarea unei serii de „ponderări” secvențiale, adică comparații ale valorii tensiunii de intrare cu o serie de valori generate după cum urmează:

1. în primul pas, ieșirea convertorului digital-analogic încorporat este setată la o valoare egală cu 1/2Uref (în continuare presupunem că semnalul este în intervalul (0 – Uref).

2. dacă semnalul este mai mare decât această valoare, atunci este comparat cu tensiunea situată la mijlocul intervalului rămas, adică, în acest caz, 3/4Uref. Dacă semnalul este mai mic decât nivelul setat, atunci următoarea comparație se va face cu mai puțin de jumătate din intervalul rămas (adică cu un nivel de 1/4Uref).

3. Pasul 2 se repetă de N ori. Astfel, N comparații („ponderări”) produc N biți ai rezultatului.

Orez. 2. Schema bloc a unui ADC de aproximare succesivă.

Astfel, ADC de aproximare succesivă constă din următoarele noduri:

1. Comparator. Compară valoarea de intrare și valoarea curentă a tensiunii de „ponderare” (în Fig. 2, indicată printr-un triunghi).

2. Convertor digital în analog (DAC). Acesta generează o „greutate” de tensiune pe baza codului digital primit la intrare.

3. Registrul de aproximare succesivă (SAR). Implementează un algoritm de aproximare succesivă, generând valoarea curentă a codului alimentat la intrarea DAC. Întreaga arhitectură ADC poartă numele acesteia.

4. Schema Sample/Hold (Sample/Hold, S/H). Pentru funcționarea acestui ADC, este esențial important ca tensiunea de intrare să rămână constantă pe tot parcursul ciclului de conversie. Cu toate acestea, semnalele „reale” tind să se schimbe în timp. Circuitul de eșantionare și menținere „îți amintește” valoarea curentă a semnalului analogic și o menține neschimbată pe parcursul întregului ciclu de funcționare al dispozitivului.

Avantajul dispozitivului este viteza de conversie relativ mare: timpul de conversie al unui ADC de N biți este de N cicluri de ceas. Precizia conversiei este limitată de precizia DAC-ului intern și poate fi de 16-18 biți (ADC-urile SAR de 24 de biți au început să apară acum, de exemplu, AD7766 și AD7767).

ADC Delta-Sigma

În cele din urmă, cel mai interesant tip de ADC este ADC sigma-delta, uneori numit în literatură ADC cu sarcină echilibrată. Diagrama bloc a ADC sigma-delta este prezentată în Fig. 3.

Fig.3. Diagrama bloc a unui ADC sigma-delta.

Principiul de funcționare al acestui ADC este ceva mai complex decât cel al altor tipuri de ADC. Esența sa este că tensiunea de intrare este comparată cu valoarea tensiunii acumulată de integrator. Impulsurile de polaritate pozitivă sau negativă sunt furnizate la intrarea integratorului, în funcție de rezultatul comparației. Astfel, acest ADC este un sistem simplu de urmărire: tensiunea de la ieșirea integratorului „urmărește” tensiunea de intrare (Fig. 4). Rezultatul acestui circuit este un flux de zerouri și unu la ieșirea comparatorului, care este apoi trecut printr-un filtru digital trece-jos, rezultând un rezultat de N biți. LPF din fig. 3. Combinat cu un „decimator”, un dispozitiv care reduce frecvența citirilor prin „decimarea” acestora.

Orez. 4. Sigma-delta ADC ca sistem de urmărire

Din motive de rigoare a prezentării, trebuie spus că în Fig. Figura 3 prezintă o diagramă bloc a unui ADC sigma-delta de ordinul întâi. ADC sigma-delta de ordinul doi are doi integratori și două bucle de feedback, dar nu va fi discutat aici. Cei interesați de acest subiect se pot referi la.

În fig. Figura 5 prezintă semnalele din ADC la nivelul de intrare zero (sus) și la nivelul Vref/2 (jos).

Orez. 5. Semnale în ADC la diferite niveluri de semnal de intrare.

Acum, fără să ne aprofundăm în analize matematice complexe, să încercăm să înțelegem de ce ADC-urile sigma-delta au un nivel de zgomot foarte scăzut.

Să luăm în considerare schema bloc a modulatorului sigma-delta prezentat în Fig. 3 și prezentați-l sub această formă (Fig. 6):

Orez. 6. Schema bloc a unui modulator sigma-delta

Aici comparatorul este reprezentat ca un sumator care adaugă semnalul dorit continuu și zgomotul de cuantizare.

Fie ca integratorul să aibă o funcție de transfer 1/s. Apoi, reprezentând semnalul util ca X(s), ieșirea modulatorului sigma-delta ca Y(s) și zgomotul de cuantizare ca E(s), obținem funcția de transfer ADC:

Y(s) = X(s)/(s+1) + E(s)s/(s+1)

Adică, de fapt, modulatorul sigma-delta este un filtru trece-jos (1/(s+1)) pentru semnalul util și un filtru trece-înalt (s/(s+1)) pentru zgomot, ambele filtre având aceeași frecvență de tăiere. Zgomotul concentrat în regiunea de înaltă frecvență a spectrului este ușor îndepărtat de un filtru digital trece-jos, care este situat după modulator.

Orez. 7. Fenomenul de „deplasare” a zgomotului în partea de înaltă frecvență a spectrului

Cu toate acestea, trebuie înțeles că aceasta este o explicație extrem de simplificată a fenomenului de modelare a zgomotului într-un ADC sigma-delta.

Așadar, principalul avantaj al ADC sigma-delta este precizia sa ridicată, datorită nivelului extrem de scăzut al propriului zgomot. Cu toate acestea, pentru a obține o precizie ridicată, este necesar ca frecvența de tăiere a filtrului digital să fie cât mai mică posibil, de multe ori mai mică decât frecvența de funcționare a modulatorului sigma-delta. Prin urmare, ADC-urile sigma-delta au viteză de conversie scăzută.

Ele pot fi utilizate în ingineria audio, dar utilizarea lor principală este în automatizarea industrială pentru conversia semnalelor senzorilor, în instrumente de măsură și în alte aplicații în care este necesară o precizie ridicată. dar viteza mare nu este necesară.

Puțină istorie

Cea mai veche mențiune a unui ADC din istorie este probabil brevetul Paul M. Rainey, „Facsimile Telegraph System”, U.S. Brevet 1.608.527, depus la 20 iulie 1921, eliberat la 30 noiembrie 1926. Dispozitivul descris în brevet este de fapt un ADC cu conversie directă de 5 biți.

Orez. 8. Primul brevet pentru ADC

Orez. 9. Conversie directă ADC (1975)

Dispozitivul prezentat în figură este un ADC MOD-4100 cu conversie directă fabricat de Computer Labs, fabricat în 1975, asamblat folosind comparatoare discrete. Există 16 comparatoare (sunt amplasate într-un semicerc pentru a egaliza întârzierea de propagare a semnalului către fiecare comparator), prin urmare, ADC-ul are o lățime de doar 4 biți. Viteza de conversie 100 MSPS, consum de energie 14 wați.

Următoarea figură prezintă o versiune avansată a ADC cu conversie directă.

Orez. 10. Conversie directă ADC (1970)

VHS-630 din 1970, fabricat de Computer Labs, conținea 64 de comparatoare, avea 6 biți, 30MSPS și consuma 100 wați (versiunea din 1975 VHS-675 avea 75 MSPS și consuma 130 wați).

Literatură

W. Kester. ADC Architectures I: The Flash Converter. Analog Devices, MT-020 Tutorial.

ADC și DAC

Principiul conversiei informațiilor analog-digitale.

În cele mai multe cazuri, semnalul primit direct de la sursa de informație este prezentat sub forma unei valori de tensiune sau curent care variază continuu (Fig. 10.69). Aceasta este, în special, natura semnalului electric corespunzător telefonului, televiziunii și altor tipuri de mesaje. Pentru a transmite astfel de mesaje pe o linie de comunicație sau pentru a le procesa (de exemplu, la filtrarea interferențelor), pot fi utilizate două forme: analogice sau digitale. Forma analogică presupune operarea cu toate valorile semnalului, forma digitală cu valorile sale individuale, prezentate sub formă de combinații de coduri.

Conversia semnalelor din formă analogică în digitală se face într-un dispozitiv numit convertor analog-digital (ADC).

Într-un convertor de semnal din formă analogică în digitală se pot distinge următoarele procese: eșantionare, cuantizare, codificare. Să luăm în considerare esența acestor procese. În acest caz, pentru certitudine, în prezentarea următoare vom presupune că conversia în formă digitală se realizează pe un semnal prezentat sub forma unei tensiuni care variază în timp.

Eșantionare continuă a semnalului .

Procesul de eșantionare constă în selectarea valorilor individuale dintr-un semnal continuu în timp corespunzător unor momente în timp care urmează unui anumit interval de timp T (momente în Fig. 10.69). Intervalul T se numește interval de timp de ceas, iar momentele de timp în care sunt prelevate probele sunt numite timpi de ceas.

Valorile discrete ale semnalului ar trebui să fie numărate cu un interval de ceas atât de mic T încât să poată fi utilizate pentru a reconstrui semnalul în formă analogică cu precizia necesară.14.1.2. Cuantificare și codificare. Esența acestor operațiuni este următoarea. Este creată o grilă de așa-numite niveluri de cuantizare (Fig. 10.70), deplasate unul față de celălalt cu o cantitate D, numită pas de cuantizare. Fiecărui nivel de cuantizare i se poate atribui un număr de secvență (0, 1, 2, 3 etc.). În continuare, valorile tensiunii analogice inițiale obținute ca urmare a eșantionării sunt înlocuite cu nivelurile de cuantizare cele mai apropiate de acestea. Deci, în diagrama din fig. 10.70 valoarea tensiunii în momentul de față este înlocuită cu cel mai apropiat nivel de cuantizare cu numărul 3, la momentul ceasului valoarea tensiunii este mai aproape de nivelul 6 și se înlocuiește cu acest nivel etc.

Procesul descris se numește operațiune de cuantizare, al cărei sens este rotunjirea valorilor de tensiune analogice selectate la ore de ceas. Ca orice rotunjire, procesul de cuantizare duce la inexactitate (erori de cuantizare) în reprezentarea valorilor discrete de tensiune, creând așa-numitul zgomot de cuantizare. Atunci când proiectează ADC-uri, ei se străduiesc să reducă zgomotul de cuantizare la un nivel la care să ofere în continuare precizia necesară a reprezentării semnalului. Zgomotul de cuantizare va fi discutat mai detaliat mai jos.

Fig 10.70

Fig 10.71

Următoarea operație efectuată în timpul conversiei semnalului analog-digital este codificarea. Sensul său este următorul. Rotunjirea valorii tensiunii, efectuată în timpul operației de cuantizare, permite ca aceste valori să fie reprezentate prin numere - numerele nivelurilor de cuantizare corespunzătoare. Pentru diagrama prezentată în fig. 10.70, se formează o succesiune de numere: 3, 6, 7, 4, 1, 2 etc. În plus, succesiunea de numere obținute în acest mod este reprezentată în cod binar.

Să revenim la distorsiunile asociate cu procesul de cuantizare, numite zgomot de cuantizare. În comunicațiile telefonice, zgomotul de cuantizare este de fapt perceput de urechea umană ca zgomot însoțitor de vorbire.

Deoarece în timpul procesului de cuantificare valoarea tensiunii în fiecare moment de ceas este rotunjită la cel mai apropiat nivel de cuantizare, eroarea în reprezentarea valorilor tensiunii este în .

Prin urmare, cu cât pasul de cuantizare este mai mare, cu atât erorile de cuantizare sunt mai mari. Presupunând că, în limitele specificate, orice valoare este la fel de probabilă, putem obține o expresie pentru valoarea rădăcină pătrată medie a erorii de cuantizare.

Fig 10.72

Fig 10.73

Reducerea zgomotului de cuantizare se realizează numai prin reducerea pasului de cuantizare. Deoarece este decalajul dintre nivelurile de cuantizare adiacente, atunci cu o scădere a , evident că numărul de niveluri de cuantizare dintr-un interval dat de valori ale tensiunii ar trebui să crească. Lăsa - lăţimea intervalului de modificare a tensiunii. Atunci numărul necesar de niveluri de cuantizare este . De obicei și.

Din aceasta se poate observa că reducerea zgomotului de cuantizare prin reducere duce la o creștere a numărului de niveluri de cuantizare N. Aceasta crește numărul de biți atunci când se reprezintă numărul de niveluri de cuantizare în coduri binare.

Când se organizează comunicații telefonice, numerele de niveluri de cuantizare sunt de obicei exprimate în numere binare de șapte-opt biți, iar numărul de niveluri de cuantizare se dovedește a fi egal cu .

Odată cu erorile discutate mai sus - erori de cuantizare - în timpul conversiei analog-digitale, apar erori hardware, asociate cu inexactitatea funcționării unităților ADC individuale. Aceste erori vor fi identificate în continuare atunci când se iau în considerare diferite modele de circuite ADC.

Convertoare digital-analogic

Mai jos vom lua în considerare convertoarele digital-analogic (DAC), construite pe principiul însumării tensiunilor sau curenților proporționali cu coeficienții de ponderare ai codului binar.

Circuit DAC cu însumarea tensiunii .

Unul dintre aceste circuite cu însumarea tensiunilor pe un amplificator operațional este prezentat în Fig. 10.71. Declanșatoarele formează un registru în care sunt plasate numere binare, destinate a fi convertite în valori ale tensiunii de ieșire proporționale cu acestea. Vom presupune că tensiunea la ieșirea fiecărui flip-flop poate lua una dintre cele două valori posibile: E - pentru starea 1 și 0 pentru starea 0.

Tensiunile de la ieșirile de declanșare sunt transmise la ieșirea DAC printr-un amplificator operațional care funcționează în modul de însumare a tensiunii ponderate (adunator analogic). Pentru fiecare declanșator, în sumator este prevăzută o intrare separată cu un anumit coeficient de transmisie

Astfel, tensiunea de la ieșirea declanșatorului de n-a cifră este transferată la ieșirea amplificatorului cu un coeficient de transfer: ; acest coeficient pentru (n-1)-a cifră: ; pentru a (n-2)-a cifră: etc.

Să acordăm atenție faptului că coeficienții de transmisie ai amplificatorului de la intrările sale individuale sunt în același raport cu coeficienții de ponderare ai biților corespunzători ai numărului binar. Deci, de 2 ori [mai mult și coeficientul de ponderare al cifrei a n-a este de 2 ori mai mare decât coeficientul de ponderare al cifrei (n-1)-a. În consecință, tensiunile transmise la ieșirea amplificatorului de la ieșirile de declanșare ale descărcărilor individuale în starea 1 sunt proporționale cu coeficienții de ponderare ai descărcărilor.

Dacă declanșatoarele mai multor descărcări sunt simultan în starea 1, atunci tensiunea la ieșirea amplificatorului este egală cu suma tensiunilor transmise la această ieșire de la declanșatoarele individuale. Lăsați cifrele biților individuali ai unui număr binar în registru. Apoi tensiunea la ieșirea amplificatorului

Aici N este valoarea zecimală a numărului binar introdus în registru.

Din ultima expresie se poate observa că tensiunea la ieșirea DAC este proporțională cu valoarea numărului din registru.

Să luăm în considerare funcționarea DAC-ului în cazul în care un contor binar este construit pe flip-flops. Dacă aplicați o secvență de impulsuri la intrarea acestui contor, atunci odată cu sosirea fiecărui impuls următor, numărul din contor va crește cu unul, iar tensiunea la ieșirea DAC va crește cu un pas corespunzător cifrei mai puțin semnificative. a tejghelei. Dimensiunea unui astfel de pas . Astfel, tensiunea la ieșirea DAC va avea o formă de treaptă, așa cum se arată în Fig. 10.72. După sosirea impulsurilor, toți biții de contor vor conține 1, iar tensiunea maximă va fi generată la ieșirea DAC


Fig 10.74

Cu un număr mare de cifre și . Apoi, cu următorul impuls, contorul va fi resetat la zero, iar tensiunea de ieșire a DAC-ului va fi, de asemenea, zero. După aceasta, contorul începe să numere impulsurile din nou și se formează din nou o tensiune în formă de pas la ieșirea DAC.

Eroarea absolută totală a convertorului trebuie să fie mai mică decât tensiunea de ieșire corespunzătoare celei mai puțin semnificative unități a numărului binar de intrare:

Fig 10.75

Fig 10.76

De aici putem obține condiția pentru eroarea relativă:

Această relație determină relația dintre eroarea relativă a convertorului și numărul cifrelor sale n. Astfel, pentru .

Dezavantaje ale circuitului convertizorului considerat:

  • se folosesc rezistențe de înaltă precizie cu diferite rezistențe;
  • Este dificil să se asigure o precizie ridicată a tensiunii de ieșire a flip-flop-urilor.

Aceste neajunsuri sunt eliminate în circuitul DAC prezentat în Fig. 10.73, care arată circuitul unui convertor de trei biți. Nu este dificil să construiți un circuit cu un anumit număr de biți. Caracteristicile acestui circuit, numit circuit cu însumarea tensiunii pe atenuatorul de rezistență, sunt că, în primul rând, sunt utilizate rezistențe cu doar două valori de rezistență (R și 2R) și, în al doilea rând, tensiunile de ieșire ale declanșatorilor nu sunt direct implicate în formarea tensiunilor DAC de ieșire, dar sunt utilizate numai pentru a controla starea tastelor, adică dezavantajele menționate mai sus ale circuitului DAC anterior sunt eliminate (vezi Fig. 10.71).

Să aruncăm o privire mai atentă asupra funcționării unui astfel de convertor. Fiecare categorie are două întrerupătoare, prin unul dintre ele tensiunea E este furnizată atenuatorului de rezistență, prin celălalt - tensiune zero.

Să determinăm tensiunile care apar la ieșirea DAC din unitățile de cifre individuale ale numărului plasat în registru. Lăsați un număr să fie introdus în registru. Declanșatorul este în starea 1, iar în al treilea bit cheia este deschisă, în biții rămași declanșatoarele sunt în starea 0, iar cheile și sunt deschise (Fig. 10.74, a). Prin transformări succesive se poate obține un circuit (Fig. 10.74,<3), из которой следует, что напряжение в точке .

Dacă numărul este plasat în registru, atunci atenuatorul poate fi reprezentat prin circuitul prezentat în Fig. 10,75, a. Prin transformare, acesta poate fi adus la circuitul prezentat în Fig. 10.75, in. Tensiunea care apare în punctul Ah are aceeași [valoare ca în diagrama anterioară la punctul . Din fig. 10.75 se poate observa că atunci când este transmisă la ieșirea convertizorului, această tensiune este împărțită la doi și, astfel, .

Se poate arăta că la numărul tensiunea în punctul . Când această tensiune este transmisă într-un punct și apoi din punct în punct, tensiunea este împărțită în două de fiecare dată și .

Deci, tensiunea de ieșire, corespunzătoare unităților de biți individuali ai unui număr binar din registru, este proporțională cu coeficienții de ponderare ai biților. Cu un registru de n biți, desemnând cifrele biților numărului binar, obținem expresia pentru tensiunea la ieșirea DAC:

Din expresie se poate observa că tensiunea de ieșire a DAC-ului este proporțională cu valoarea numărului N plasat în registru.

Erorile de conversie hardware din acest circuit sunt asociate cu abateri ale rezistențelor rezistoare de la valorile lor nominale, imperfecțiunea cheilor (rezistența unei chei reale în stare închisă nu este egală cu infinit, iar în stare deschisă nu este egală cu zero ), instabilitatea sursei de tensiune E. Aceste abateri au cea mai mare influență asupra erorii DAC în rândurile seniori.

Circuit DAC cu însumarea curentului .

În fig. Figura 10.76 prezintă o altă versiune a circuitului DAC - un circuit cu însumarea curenților pe un atenuator de rezistență. În loc de o sursă de tensiune stabilă E, acest circuit folosește surse de curent stabile. Dacă flip-flop-ul este în starea 1, curentul sursă I trece prin comutatorul deschis în atenuatorul de rezistență; dacă declanșatorul este în starea 0, atunci se deschide o altă tastă, care închide sursa. În fig. 10.77,a prezintă o diagramă corespunzătoare numărului. Prin transformări se reduce la circuitele echivalente din Fig. 10.77.6 și în, de unde urmează . Aceeași tensiune este generată în oricare dintre puncte dacă bitul corespunzător al registrului conține unul. Când tensiunea este transferată între aceste puncte, tensiunea este împărțită la doi și, prin urmare, tensiunea de ieșire

Elemente utilizate în DAC .

Să ne uităm la proiectele de circuite ale elementelor utilizate în DAC.

Sursă de tensiune stabilă. În fig. Figura 10.78 prezintă un circuit al unui stabilizator de tensiune simplu. Un tranzistor este conectat în serie între intrarea și ieșirea stabilizatorului. Stabilizarea tensiunii de ieșire este asigurată de faptul că atunci când tensiunea de intrare crește, tensiunea de pe tranzistor crește și invers, când tensiunea de intrare scade, tensiunea de pe tranzistor scade. Astfel, toate modificările tensiunii de intrare sunt anulate de tranzistor. Acest mod de tranzistor este asigurat de un amplificator construit pe un tranzistor. Să, de exemplu, să crească și ca rezultat să aibă tendința de a crește și . O mică creștere, intensificând, reduce semnificativ tensiunea pe colector și bază, iar căderea de tensiune între colector și emițător al tranzistorului crește.

Fig 10.77

Fig 10.78

Un lanț al unui rezistor și o diodă Zener asigură o tensiune constantă în circuitul emițătorului, care tinde să oprească tranzistorul. Pentru a compensa acest offset negativ, se folosește o tensiune pozitivă, luată dintr-un rezistor divizor de tensiune format din rezistențe și. Cu cât tensiunea este mai mare, cu atât partea mai mare a tensiunii ar trebui transferată de la bază și, în același timp, majoritatea modificărilor de tensiune vor fi aplicate la bază și, amplificând, transmise la bază.

Sursă de curent stabilă. Stabilizator de curent, a cărui diagramă este prezentată în Fig. 10.79, funcționează similar cu un stabilizator de tensiune. Diferența este că tensiunea de intrare a amplificatorului de pe tranzistor este îndepărtată de la rezistor, care în circuitul stabilizator de curent este conectat în serie cu sarcina (curentul de sarcină I trece. Dacă, de exemplu, crește sau scade și, astfel, curentul tinde să crească, crește tensiunea pe și la baza tranzistorului. Aceasta duce la o scădere a potențialului colectorului și bazei, crește tensiunea dintre colector și baza tranzistorului, ceea ce împiedică creșterea curent I.

Dispozitive cheie. Comutatoarele convertizoarelor cu însumarea tensiunilor pe o grilă de rezistențe (vezi Fig. 10.73) pot fi realizate conform circuitului prezentat în Fig. 10,80, a. Tranzistoarele sunt controlate de tensiunile de la ieșirile de declanșare. Ieșirea este conectată la un atenuator de rezistență.

Fie declanșatorul în starea 1. La ieșirea sa inversă există un potențial zero și tranzistorul, la baza căruia este alimentat acest potențial, este închis. Ieșirea directă a declanșatorului are o tensiune înaltă, care, atunci când este aplicată la intrarea tranzistorului, îl menține deschis. Tensiunea E este furnizată atenuatorului de rezistență printr-un tranzistor deschis.Dacă declanșatorul este în starea 0, tranzistorul este închis, iar tensiunea zero este furnizată atenuatorului de rezistență printr-un tranzistor deschis.

Astfel, un dispozitiv realizat conform acestui circuit joacă rolul a două întrerupătoare în cifra convertorului.

Într-un convertor cu însumarea curenților, nu există cerințe ridicate pentru rezistența scăzută a cheii publice. Acest convertor poate folosi un comutator de diodă, al cărui circuit este prezentat în Fig. 10.80.6. Dacă flip-flop este în starea 0, tensiunea înaltă care vine de la ieșirea inversă a flip-flop menține dioda deschisă. Sursa de curent este închisă prin diodă și declanșator. Dacă flip-flop-ul este în starea 1, dioda este închisă și curentul I este închis prin diodă și atenuator de rezistență.

Fig 10.79

Fig 10.80

Convertoare analog-digitale

Să ne uităm la mai multe tipuri de ADC-uri construite pe principii diferite.

Convertor analog-digital cu conversie intermediară
tensiune pe interval de timp .

Schema de circuit a acestui tip de convertor este prezentată în Fig. 10.81,a, diagrame de timp care ilustrează procesele din convertor - în Fig. 10.81.6.

Să luăm în considerare funcționarea acestui convertor. Următorul impuls de ceas resetează contorul la starea zero și pornește simultan generatorul de tensiune variabilă liniar (GLIN). Tensiunea de ieșire a GLIN este furnizată la intrările a două comparatoare și , ale căror intrări sunt alimentate, respectiv, cu tensiune zero și tensiune pentru a fi convertite în formă numerică. În momentul în care tensiunea care variază liniar, crescând de la valori negative mici, trece de valoarea zero, primul comparator produce un impuls. Cu acest impuls, declanșatorul este setat la starea 1. Când o tensiune care variază liniar trece printr-o valoare, un impuls este emis de al doilea comparator. Cu acest impuls, declanșatorul revine la starea zero.

Fig 10.81

Timpul T în care declanșatorul este în starea 1 este proporțional cu tensiunea de intrare. Astfel, tensiunea de intrare este convertită într-un interval de timp.

În timpul T, se aplică o tensiune înaltă de la ieșirea declanșatorului la intrarea elementului AND, iar impulsurile generatorului de secvență de impulsuri (PSU) trec prin element la intrarea contorului (Sch). Evident, numărul stabilit în contor este proporțional cu T și, prin urmare, .

Pentru a obține o nouă citire a tensiunii, pulsul de declanșare trebuie aplicat din nou. Astfel, impulsurile de declanșare trebuie să urmeze rata de eșantionare. Să arătăm cum sunt determinați parametrii elementelor convertorului.

Numărul de cifre de contor. Pe baza erorii relative date a convertorului, se determină numărul maxim până la care ar trebui să conteze contorul:

Numărul de biți de contor este găsit ca minim n care satisface inegalitatea

Frecvența generatorului de impulsuri. Procesul de conversie a unei valori într-un număr durează timp T, proporțional cu . Valoarea maximă se numește timp de conversie:

unde și F sunt perioada și, respectiv, frecvența generatorului de impulsuri. De aici.

La proiectarea unui convertor, timpul este specificat. Acest parametru determină așa-numita eroare dinamică a convertorului, datorită faptului că tensiunea de intrare se poate modifica în timpul conversiei. Modificarea în timp trebuie să fie mai mică decât tensiunea corespunzătoare celei mai puțin semnificative unități a contorului.

Panta de tensiune LUTĂ. Acest parametru.

Erorile hardware ale convertorului sunt asociate cu inexactitatea funcționării elementelor sale individuale: neliniaritatea tensiunii GLIN; abateri ale momentului de timp la care comparatorul produce un impuls din momentul egalității exacte a tensiunilor de intrare ale comparatorului; ora finală de funcționare a declanșatorului, elementul AND; instabilitatea frecvenței de repetiție a impulsului generatorului.

Convertor analog-digital folosind un circuit în buclă închisă .

Schema bloc a unui convertor de acest tip este prezentată în Fig. 10.82, a.

Un impuls de ceas (TI) resetează contorul Sch la zero. Tensiunea zero apare la ieșirea DAC, care convertește numărul contorului într-o tensiune proporțională. Se stabilește o inegalitate în care comparatorul K furnizează un nivel log la intrarea elementului AND. 1. În acest caz, impulsurile generatorului de secvență de impulsuri GUI trec prin elementul AND către intrarea contorului. Fiecare impuls primit la intrarea contorului determină o creștere a numărului stocat în el cu unul, iar tensiunea la ieșirea DAC crește cu un pas elementar. Astfel, tensiunea crește conform unei legi în trepte, așa cum se arată în Fig. 10.82.6.

În momentul în care tensiunea atinge un nivel care depășește , comparatorul emite un nivel log. 0, iar ulterior accesul impulsurilor generatorului la contor este oprit. Numărul primit în acest moment în contor este proporțional cu tensiunea.

Fig 10.82

Datorită faptului că ADC-ul de acest tip nu folosește un generator de tensiune liniar, erorile sale hardware sunt mai mici decât cele care pot fi găsite într-un ADC cu conversie intermediară într-un domeniu de timp.

Convertor analog-digital de tip tracking .

Cele două tipuri de ADC-uri discutate mai sus funcționează în modul ciclic. În ele, fiecare impuls de ceas următor setează convertorul la starea sa inițială, după care începe procesul de conversie. Viteza unor astfel de convertoare este limitată în principal de viteza contorului (și anume, viteza declanșatorilor biților săi de ordin scăzut, în care comutarea are loc la o frecvență înaltă).

În practică, este adesea folosit un convertor neciclic, a cărui diagramă bloc este prezentată în Fig. 10.83. Acest circuit diferă de circuitul convertor de tipul anterior prin faptul că folosește un contor invers SCh, controlat de semnale de la ieșirea comparatorului K. Când contorul este setat în modul de numărare directă, impulsurile generatorului GIP ajung la intrarea crește în mod constant numărul din ea, tensiunea crește până când atinge nivelul de tensiune. Când contorul este pus în modul de numărare inversă, în care numărul din contor scade și, prin urmare, tensiunea scade până la atingerea valorii.

Astfel, toate modificările tensiunii t/in care apar în timp sunt monitorizate de tensiunea de la ieșirea DAC.

La momentele necesare, numerele proporționale cu valorile pot fi luate din ieșirea contorului.

Fig 10.83

Convertor analog-digital de tip biți .

Schema bloc a convertorului este prezentată în Fig. 10.84. Convertorul are un registru numeric construit pe flip-flops RS. În acest registru se formează un număr proporțional cu tensiunea.

În primul rând, unul este scris doar la declanșatorul celei mai semnificative cifre din acest registru. Numărul rezultat din registru este convertit într-o tensiune folosind un DAC, care este comparat cu tensiunea. Dacă inegalitatea este adevărată, atunci numărul în care este convertit conține de fapt una în cifra cea mai semnificativă. Dacă inegalitatea nu este îndeplinită, declanșatorul este resetat la zero.

Apoi, o unitate este scrisă la declanșatorul următorului (n-1) bit al registrului și din nou, comparând tensiunea c corespunzătoare numărului din registrul disponibil în acel moment, se determină dacă unitatea ar trebui să fie stocat în acest bit sau declanșarea acestui bit ar trebui să fie returnată la starea 0. În acest fel, procesul de testare este efectuat în toți n biți, după care numărul rezultat din registru poate fi scos.

Să luăm în considerare efectuarea acestor acțiuni în convertor (vezi Fig. 10.84). Impulsul de ceas setează flip-flop la starea 1, celelalte flip-flops la starea 0. Același impuls scrie simultan unul în bitul cel mai semnificativ al registrului de deplasare RG și un nivel log apare la a n-a ieșire a Inregistreaza-te. 1.

Comparatorul compară c corespunzător numărului disponibil în acel moment în registrul de numere, iar când condiția este îndeplinită, produce un nivel de log. 1.

Când sosește un impuls de schimbare, nivelul de la ieșirea comparatorului este transmis prin element la intrarea elementului și dacă acest nivel a fost un nivel log. 1, apoi declanșatorul revine la starea 0. În momentul în care pulsul de deplasare se termină, procesul de deplasare a conținutului registrului cu un bit spre dreapta este finalizat și apare nivelul de jurnal. 1 la (n-1)-a ieșire a acestui registru, declanșatorul este setat la starea 1. Apoi, odată cu sosirea următorului impuls de schimbare, se determină starea necesară a declanșatorului și (în momentul în care pulsul se termină, declanșatorul este setat la starea 1.

Aceste acțiuni sunt repetate până când este determinată starea tuturor declanșatorilor.